| T O P I C R E V I E W |
| pix |
Posted - 2013/06/20 : 20:37:57
Photobucketfix för Chrome
If you're using Google Chrome, go to the three dots on the right side of the screen and click them. A drop down should appear. Hover your mouse over "More Tools," and when the next drop down appears, click on extensions. Go to the link towards the bottom that says "Get more extensions." In the search box, type "Photobucket Fix," and hit enter. Click the install button and once it's done, you should be able to see photobucket pictures again.
Vad blir det av detta månne?
/Pix |
| 25 L A T E S T R E P L I E S (Newest First) |
| pix |
Posted - 2026/03/07 : 11:54:26
Ständigt detta sökande..
Men s ökandet är en resa.
Varje ändring förändrar upplevelsen i någon riktning.
Men inte sällan så luras man.
Förändringar -som initialt upplevs som rätt, kan senare visa sig utgöra en återvändsgränd.
Det sockersöta, imponerande och imponerande, blir då i stället tröttande och själslöst.
Då är det alltid nyttigt att backa tillbaka. Koppla in det som tidigare funkat, och vips så minns man vad man söker..
Denna förstärkare har något som är svårt att sätta fingret på. Svårt att förklara, men musiken berör på ett sätt som många andra förstärkare inte kan.
Ljud och musik är två skilda saker. Den första är en teknisk term, den senare en förmedlad känsla.
 |
| pix |
Posted - 2026/03/04 : 14:51:49
Brukligt är att rörbestyckade grammofonsteg har en förstärkning om ca 45dB (dvs 180 gångers spänningsförstärkning).
En 4mV (MM-puppa) insignal ger då ca 0,7V ut från förstärkaren.
Men då 20dB sänks över de högsta frekvenserna i riaa-korrigeringen så behövs ca 65dB rå-förstärkning från förstärkningsstegen.
65dB är nästan 1800 ggr förstärkning!
Med halvledare/OP är detta en enkel sak. Men med rör så krävs det lite mer eftertanke.
För en tvåstegsförstärkare som denna, så skulle varje steg behöva förstärka signalen drygt 42 ggr (42x42=1764).
Detta är fullt möjligt, men kräver då rör med hög förstärkning. Samtidigt så vill man använda branta rör (hög transkonduktans) för att sänka brus, samt att göra riaa-korrektionen så lågimpediv som möjligt.
Hög förstärkning (Mu) och samtidigt hög transkonduktans (Gm) krymper urvalet av rörtyper till en handfull.
Ovanstående koppling, med två vanliga 6DJ8-steg (mu=33) skulle totalt ge 37,5dB förstärkning. En 4mV insignal skulle mao ge 300mV utsignal, vilket är i minsta laget. Skulle man dessutom vilja använda steget till MC-puppor så måste man obönhörligen föregå detta med en step-up-trafo på 1:10 eller högre.
Tanken är här att i stället för att låta de båda förstärkarstegen agera som common-katod-steg så skulle det första steget omvandlas till ett kaskod-kopplat steg med en halvledare som den nedre aktiva komponenten. Kaskodkopplingen i sig medför att millerkapacitansen på första röret reduceras, men framför allt så kan en aktiv kaskod (med en J-fet) radikalt höjja dess förstärkning (förtärkningen blir den aktiva komponentens x anodlast).
Allen Wright var mig veterligen först med denna typ av koppling, där en J-fet anslöts mellan rörets katod och jord. En J-fet har den egenskapen att den är mycket högimpediv på dess ingång, vilket är önskvärt då den skall drivas av puppans ynkligt svaga signal. Nackdelen med en J-fet är att dess transkonduktans inte når upp till en vanlig bipolär transistor.
Så tanken här är att en J-fet kommer att driva en BTJ-transistor, som i sin tur reglerar det första rörets katod.
I princip blir detta arangeman som en pentod, men med högre linjäritet och lägre utgångsimpedans.
Jag väntar fn. på att få hem lite komponenter. Tänkte först bygga 37,5dB-steget med två 6DJ8-rör som ett vanliga common katod-steg.
Sedan byta ut katod-bias resistorn/led mot en j-FET. Om detta fungerar som tänkt, så har jag tänkt att prova J-FET/BTJ-kopplingen vilket ytterligare skulle höjja förstärkningen. Nu stämmer ju inte alltid simulering mot verkligheten. Men med förstärkning upp emot 70dB skulle möjliggöra att all förstärkning sker i första steget. Och att det andra steget byggs om till en katodföljare, vars enda uppgift är att sänka förstärkarens utgångsimpedans.
Simulerat så torde dessa tre itterationer ge förstärkning om:
2 x 6DJ8 (i common katod) = 37,5dB (75 ggr dvs 4mV (MM) in ger 0,3V ut)
J-FET (ingångssteg enl höger nedan) = 65dB (1778 ggr dvs 0,4mV (MC) in ger 0,7V ut)
J-FET+BTJ (ingångssteg en vänster nedan) = 71dB (3548 ggr dvs 0,4mV (MC) in ger 1,41Vut)
 |
| pix |
Posted - 2026/02/27 : 14:47:39
En kanal visad med LED-bias på samtliga rör
 |
| pix |
Posted - 2026/02/27 : 11:25:44
Jag tänker mig att dela upp funktioner som ett PSU-kort, ett RIAA-korrigeringskort och nägra olika bias-kort. Tänker även att man kan göra en vanlig catodbias-ingång för MM och en FET-variant för MC.
Det gör det hela flexibelt och kan ändras/anpassas efter behov. |
| pix |
Posted - 2026/02/26 : 18:05:22
Jag gjorde ofta egna mönsterkort förr, när jag hade tillgång till kemikalier på jobbet.
Om jag skulle göra det igen, så skulle jag dock skicka gerber-filer och köpa tillverkningen.
Troligtvis blir det både billigare och bättre än att göra allt själv.
Jag tycker dock att dessa experimentkort är helt okej att använda i enstyck och till småkomponenter. Jag anfäder kortämnen med glasfiber (FR4) vilka är betydligt trevligare än sk Pertinax som gärna spricker.
Stör man sig på allt för liten area på kopparn, så går det ju att lägga till lite koppartråd. Jag tror dock inte att detta skall vara något problem här där strömmarna är låga (10mA/FET).
Syftet med multiplikatorn är här att ta hand om mV-rippel då den sitter efter C - L -C i slutsteget. Framspänningsfallet (drain-source) kan hållas mycket lågt så jag vet inte ens om FETen behöver kylas. En multiplikator i ett klass AB-slutsteg är en helt annan match 
|
| Fuling |
Posted - 2026/02/26 : 16:51:24
Har funderat lite på detta med kapacitansmultiplikatorer:
De är praktiska att använda lite överallt men jag tycker det är lite osmidigt att bygga med halvledare på lödstöd och veroboards har jag aldrig riktigt gillat heller annat än till experiment.
Har funderat lite på att leja nån till att designa ett kretskort för en C-multiplikator med tillräckligt avstånd mellan banorna för att klara högspänning. Skulle inte skada att göra plats för en rad med zenerdioder också ifall man vill ha en mer stabil spänning, och för all del en extra Mosfet som kan ge en lägre spänning till skärmgallren. |
| pix |
Posted - 2026/02/26 : 16:16:42
Jag tänkte att jag skulle ha en kapacitans-multiplikator i nätdelen. Hittade en enkel mönsterkorts-cad för experimentkort.
Iom att nädelen är separerad för respektive kanal, redan i slutsteget, så blir det fortsättningsvis så. Dvs C-L-C i slutsteget och vidare C (multiplikator) - R - C i gramofonsteget. En separat sådan per kanal.
 |
| pix |
Posted - 2026/02/24 : 10:16:13
Det mest tidskrävande i ett grammofonstegsbygge är nog inte byggandet i sig, utan matchning/urval av komponenter.
Störst spridning har generellt kondensatorer, varför jag alltid börjar med dessa. Skulle dessa hamna lite fel så går det att räkna ut passande resistorer.
Initialt så försöker jag dock hålla mig inom +- 1% felmarginal. Utifrån om kondensatorerna hamnar på +1% så kan man ju välja att kommpensera resistorerna åt motsatt håll.
Tänkte använda Engelska Plessey 1.72 KP kondensatorer (pollyproppylen) till dessa bygge.
Toleransen på dessa är 5 respektive 10%. Dock är de i praktiken mycket tajtare än så, vilket kan ställa till med problem. En större spridning är ofta en fördel om man skall passera ihop flera kondensatorer till ett specifikt (ofta udda) värde.
Nåväl. Jag fick ihop par som ligger inom 0,02nF från nominellt värde. Avvikelsen hamnar då i promille-nivå, vilket är mer än good enough.
I ett grammofonsteg så är lågt brus av vikt. Därför använder jag moderna metallfilm-resistorer (Beyschlag) till riaa-korrigeringen. Kolmassa och andra typer har sin plats, men just här där temperaturstabilitet och lågt brus är viktigt, så lämpar sig dessa bättre.
En ständig källa till oro är huruvida ens mätinstrument verkligen visar rätt. Jag har några precisionsmotstånd (0,1%) som jag använder som referens. Det instrument som var mest korrekt användes sedan till samtliga mätningar. Då värdena gärna får vara precisa, men allra mest förhållandevis rätt, så bör man inte byta instrument mellan mätningar. Vissa egenskaper ligger utanför själva riaa-kretsen (ex utgångs- och ingångsimpedansen på föregående- och efterföljande förstärkarsteg. Därav vill man gärna ha exakta värden. Men viktigast är att en eventuell avvikelse finns på vissa- men inte andra komponenter.
Kondensatorer kopplar jag gärna parallellt för att få exakta värden. Dock undviker jag att seriekoppla dessa i ett riaa.
Riaa korrektionen tänkte jag bygga på ett sk veroboard med stående stripps.
Jag räknar med att komponenterna för en kanal skall rymmas på 11x8 hål.
|
| Fuling |
Posted - 2026/02/09 : 14:32:59
Ingen dum idé egentligen. Kopplar man ut alla viktiga spänningar till en extra sockel så blir det lätt att både använda och mäta dem. |
| pix |
Posted - 2026/02/09 : 10:25:57
@Fuling
Jo. Man borde nog alltid stoppa in en extra sockel 
Lödstöd, mätpunkter, extern strömförsörjning eller addera med fler rör.
Det är ju marginellt jobb att göra detta initialt. Betydligt svårare att puncha nya hål när förstärkaren redan är byggd. |
| Fuling |
Posted - 2026/02/09 : 08:09:26
Har inga kommentarer på teknikaliteterna kring RIAA då jag inte har några större insikter om dessa men jag gillar det där med att använda oktalsocklar för att mata ut spänning till externa apparater.
Har sett det förekomma på en del gamla förstärkare och jag har själv använt en oktalsockel för att ge tillgång till diverse mätpunkter i ett bygge. |
| pix |
Posted - 2026/02/06 : 11:51:29
En riaa-korrigering kan göras på många sätt. Passivt, aktivt, tudelat (för resp. brytpunkt) eller som här, allt på en gång!.
Det som gör det hela lite komplicerat är att många parametrar påverkar varandra. Man måste först sätta ett komponentvärde, för att sedan räkna fram de övriga. Justera det första värdet och sedan gå tillbaka och räkna om igen.
I schemat ovan har jag räknat ut de teoretiska värdena baserat på satta förutsättningar.
Bla. att jag använder ett ECC88 som ingångsrör med 20K som anodlast samt att utgångsröret förutsätts också vara ett ECC88 (med dess ingångsimpedans) och 470K gallerläcka.
När man räknar fram dessa (teoretiska) komponentvärden, så inser man att verkligheten (komponentlagret) sällan stämmer överens med det teoretiska. Då får man justera den teoretiska beräkningen och räkna om.
Till sist så kommer man (förhoppningsvis) till ett läge där avvikelserna är små nog att tolerera.
Även om detta är ett bök att hållas med, så brukar jag tänka att det trots allt är en diyers privilegium. För en massproducerad enhet finns inte tid för sånt här. Endast vid bygge av handbyggd utrustning så kan man unna sig att göra sånt här noggrant.
Olika beräkningsmodeller kan användas. Dock finns några fasta uttryck att hålla sig i.
Om man t.ex tittar på riaat överst enligt bilden medan, så kan den förenklas enligt figuren längst ner.
Zin (till riaat) består av utgångsimpedansen från första steget, vilket i praktiken innefattar både rörets anod-resistans samt dess anod-last (dessa ligger i praktiken parallellt) som i sin tur ligger i serie med R1.
Syftet med R1 är att göra Zut så högt att när anod-resistansen (Ra) sjunker (när rörets åldrats) så kommer Zut att vara relativt opåverkat.
Även efterföljande steg har en påverkan av riaat då dess gallerläcka samt ingångsimpedans lastar. Här kan man välja huruvida man vill ta med dessa parametrar (i räkneexemplet ovan har jag gjort detta).
Vill man göra det enkelt för sig så utgår man från uttrycket längst ner:
C1/C2=2,916. C1 runt 100nF brukar ge vettiga värden, vilket med formeln ger värdet på C2 (ca 34nF).
Med värden på C1 och C2 kan man sedan räkna ut Zin och R2.
Zin utgörs av Ra, RL (samt R1), vilket gör att man kan räkna ut Zin som x ggr (i mitt fall 6,877) större än R2.
Eller så söker man upp en kalkylator på nätet..
 [/url]
|
| pix |
Posted - 2026/02/05 : 10:51:51
Lite nya tankar..
Fn. har jag två anläggningar igång, men saknar grammofonsteg/riaa till den ena.
Därför har jag börjat klura lite kring ett passande sådant till EL34-förstärkaren.
Initialt så nyttjade jag där kallkatod-rör som shunt-reglering av B+ (för ingångsrören). Men efter alla ombyggnationer, så har dessa rör utgått. Kvar blev bara oktal-socklarna i chassit.
Min tanke är att en av dessa socklar skall fungera som ett interface för spänningsmatning från slutstegets nätdel till ett externt grammofonsteg, ett vanligt sätt att förse externa enheter med ström under 50-60-talet. Quad, Leak och Mullard är några kända exempel där en kontrakt i slutsteget gjord det möjligt att ansluta försteg, radiodel eller andra externa enheter.
I mina gömmor hittade jag en oktal-kontakt (hane-) som via ett kablage skall spänningsmata det externa grammofonsteget.
Oktal-sockeln i slutsteget erbjuder:
320Vdc. B+ höger kanal
320Vdc. B+ vänster kanal
310Vdc. B+ höger kanal filtrerad
310Vdc. B+ vänster kanal filtrerad
-72Vdv. Neg bias.
6,3Vac. Glöd
6,3Vac. Glöd
GND
Idén (än så länge) är ett tvåstegs-riaa med passiv eq.
För att få upp förstärkningen (och minimera miller-kapacitans) så används en (kaskodkopplad-) jfet på ingången. Jag är inte en vän av simulering, men uppskattar att förstärkningen torde hamna runt 55dB, vilket mao kräver en step-up trafo för lågnivå MC puppor. Högnivå-MC kan fungera utanSUT. Speciellt om känsligheten (som i detta fall) är hög hos slutsteget.
Gallret på den första ECC88 matas med ett vanligt 9V-batteri. Detta av två anledningar. Dels för att ett batteri har en sann dc, dvs minimalt med rippel (som fö avkopplingskondingen eliminerar helt). Och dels för att gallret inte drar någon (extremt lite) ström. Ett 9-V batteri torde hålla spänningen i många, många år.
Jag tror att glödspänningen i slutsteget behöver göras om till likspänning för grammofonstegsrören. Önskvärt är ju att detta sker i slutsteget, så kabeln från oktal-sockeln enbart innehåller Dc-spänningar (minimera överhörning från glöd- till B+).
|
| pix |
Posted - 2026/01/14 : 17:46:43
Jag hade en tanke att 12B4A-försteget skulle vara så mångsidigt och flexibelt som möjligt. och en finess vore ju att steget slulle gå att använda både som ett aktivt- (induktiv- eller kapacitiv utgång) eller som passivt försteg.
Vissa slutsteg har ju inte behov av ett aktivt försteg, så i dessa fall så skulle försteget även gå att använda passivt (ingångsväljare och volymkontroll).
Att växla mellan induktiv- respektive kapacitiv utgång görs genom att flytta rca-konrtakten. Men om man slår om switchen från A (=aktiv) till P (=Passiv) så fungerar steget som ett rent passivt försteg.
Ett passivt försteg fungerar ofta bra om slutsteget har en hög ingångsimpedans (minst 10ggr högre än förstegets utgångsimpedans), samt om kablarna mellan för- och slutsteg hålls korta (låg kapacitans). Naturligtvis så förutsätter ett passivt försteg att signalnivå är tillräcklig att fullt ut driva slutsteget. Trots att det passiva förstegets förställningar kan variera (berodde på flera variabler) så tänkte jag att det vore intressant att jämföra dessa.
I nedanstående mätningar använder jag en last om 50K. Signalnivån in i försteget är ca 250mVrms.
Utgångs impedans:
Kapacitiv utgång: 1K2
Induktiv utgång: 600R
Passiv utgång: 0-25K (beroende på volym)
Förstärkning (full volym med 250mVrms insignal):
Kapacitiv utgång: 1,5Vrms
Induktiv utgång: 600mVrms
Passiv utgång: 250mVrms
Frekvenssvar:
Blå=Kapacitiv utgång
Grön= Induktiv utgång
Gul=passiv utgång
FFT:
Kapacitiv utgång
Induktiv utgång
Passiv utgång
Distorsion:
Kapacitiv utgång
Induktiv utgång
Passive utgång
|
| pix |
Posted - 2026/01/10 : 10:09:09
Försöker varva teoretiska mätresultat med subjektiv lysning. Syftet är att försöka förstå hur de teoretiska mätvärdena upplevs när man lyssnar.
https://youtube.com/shorts/Pn4-PXbhfdY?si=FscqopmvArVrA29b
|
| pix |
Posted - 2026/01/09 : 11:29:44
Om skvalpet kring 6Hz är ett problem (oklart då jag inte hör något konstigt) så ville jag ändå prova att separera brytfrekvenserna mellan förstärkar-stegen.
Kopplingskondensatorn mellan respektive steg utgör tillsammans med efterföljande gallerläcka ett högpassfilter, som man i teorin gärna lägger någonstans runt 1-10Hz. Detta för att -med marginal, inte påverka audioområdet 20-20KHz.
I mitt fall hade jag valt 100nF/810K mellan ingångssteg och fasdelaren (LTPn) respektive 330nF/220K mellan LTPn och utgångsrören (EL34). Bägge dessa utgör då ett HP-filter om 2Hz.
Nedanstående plottar visar frekvenssvaret för när kondensatorn mellan ingångsröret och LTPn byts från 100nF till 22nF samt 10nF.
Provet gjordes i Triode-mode, först med återkoppling och sedan utan.
Triode-mode, med återkoppling
Orange: 100nF (2Hz)
Blå: 22nF (9Hz)
Grön: 10nF (20Hz)
Triode-mode, utan återkoppling
Gul: 100nF (2Hz)
Lila: 22nF (9Hz)
Blå: 10nF (20Hz)
Då problemet endast tycks finnas under audio-området (20-20KHz), så blir svaret ovisst huruvida detta verkligen är ett reellt problem. Och vad jag kan se så behöver man göra ett mindre avkall på bandbredd för försäljaren utan återkoppling, för att få den bättre med återkoppling. En kompromiss mao.
Med återkoppling, där systemet korrigerar för avvikelser mellan in- och utgång, så ser kurvorna bättre ut med en något mindre kondensator än den ursprungliga.
10nF (20Hz) är uppenbart för liten, då denna får signalen att börja falla av, redan vid 40Hz (även med återkoppling). 22nF (9Hz) ser då ut att vara ett rimligare värde och en kompromiss för med- respektive utan återkoppling. Avrullningen är marginell inom audioområdet och krusidullerna kring 6Hz är i princip eliminerade. |
| pix |
Posted - 2026/01/08 : 10:58:23
Tack
Min teori är att detta orsakas av att signalsvepet i ovanstående mätning är från DC (0Hz) till 24Khz.
DC innebär att den första kopplingskondingen (efter ingångssteget) kan försättas i blocking. Dvs laddas till en DC-potential. Det ända vägen att shunta bort denna DC-potential är via LTPns högohmiga gallerläcka (800K), vilket därmed tar lite tid.
Ett snabbt överslag är att en kondensator på 100nF med en gallerläcka på 800K skulle ge en tidskonstant på 0,1 (<=10Hz). Det ligger i denna häraden .
DC (eller rättare sagt första upprampningen) på ingången sätter mao arbetspunkterna ut balans för en kort stund, när svepet drar igång.
Om denna teori stämmer så är detta ett hypotetiskt problem. I praktiken finns ju ingen DC från signalkällorna. Anledningen till att motsvarande krumelur inte syns i svepet utan återkoppling skulle kunna vara att känsligheten med återkoppling är så mycket lägre, och att insignalen därför är 4-5ggr högre.
Jag gjorde ett svep från 10Hz och distorsionen ser då mycket bra ut.
Varje konding orsakar en fas-förskjutning, och när återkopplingen når 180 grader så har man otvivelaktigen skapat oscillation (självsvängning). Dock brukar denna visa sig i de högre frekvens-området. I mitt fall så ligger detta i sub-frekvenserna. Jag tror därför att detta snarare handlar om någon form av blockning. Eller? |
| Fuling |
Posted - 2026/01/07 : 20:32:27
Tjusigt bygge!
Jag är inte riktigt insatt men jag tror du gör rätt som utreder vad som händer vid den nedre änden av frekvensomfånget.
Återkoppling över en utgångstrafo och flera RC-steg är luriga grejor vad jag förstått.
Att sänka brytfrekvensen ordentligt vid en av noderna borde minska fasvridningen och därmed risken för konstigheter. |
| pix |
Posted - 2026/01/07 : 20:21:48
Mätning har sin plats. Men minst lika viktigt är det ju att lyssna, och se hur man upplever ljudet
I dag har hon sjungit från morgon till kväll
 |
| pix |
Posted - 2026/01/06 : 21:33:50
Nya mätningar med syfte att påvisa skillnader för Triode resp. Ultra Linjär-mode, med och utan återkoppling.
FFT utan stimuli (signal):
Kommentar:
Används för att se avvikelser som inte härrör från mätobjektets signal-prestanda.
FFT Dist-spectra utan återkoppling i Triode-mode, 2,81Vrms (1W):
FFT Dist-spectra med återkoppling i Triode-mode, 2,81Vrms (1W):
FFT Dist-spectra utan återkoppling i UL-mode, 2,81Vrms (1W):
FFT Dist-spectra med återkoppling i UL-mode, 2,81Vrms (1W):
Kommentar:
Triode- respektive UL-mode har till fördelning liknande distorsionsspekta. Dock ger UL högre känslighet (se tidigare post om känslighet) vilket i praktiken innebär ett större swing och därmed en högre uteffekt. Nackdelen med UL är att detta sker till priset av en högre utgångsimpedans. (dvs röret lastas hårdare av högtalaren) vilket resulterar i en högre nivå av distorsion.
Återkoppling sänker den harmoniska distorsionen i ungefär samma grad i Triode- respektive UL-mode.
Dist/freq utan återkoppling i Triode-mode, 2,81Vrms (1W)
Dist/freq med återkoppling i Triode-mode, 2,81Vrms (1W)
Dist/freq utan återkoppling i UL-mode, 2,81Vrms (1W)
Dist/freq med återkoppling i UL-mode, 2,81Vrms (1W)
Kommentar:
Röd = 2nd harmonic
Orange = 3rd harmonic
Gul = 4th harmonic
Grön = 5th harmonic
Samtliga harmoniska övertoner är relativt frekvensoberoende, Dock finns en förhöjd dist i LF-området när återkoppling har används
Frekvenssvar utan återkoppling i Triode-mode, 2,81Vrms (1W)
Frekvenssvar med återkoppling i Triode-mode, 2,81Vrms (1W)
Frekvenssvar utan återkoppling i UL-mode, 2,81Vrms (1W)
Frekvenssvar med återkoppling i UL-mode, 2,81Vrms (1W)
Kommentar:
Återkoppling (både i Triode- och UL-mode) ger en orolighet vid 6Hz. En teori är att denna kommer av en fasförskjutning (delay) i återkopplingen, orsakat av kopplingskondensatorerna efter 1a- steget respektive 2a- (fasdelaren) steget. Dessa har bägge en hp-pass på 2Hz. Iom att dessa har exakt samma brytfrekvens så agerar de i återkopplingsslingan som ett 2a gradens filter med 12dB/oktav lutning. Värt att prova vore att flytta isär dess brytfrekvens något. En annan teori är att nätdelen (CLC (RC)) har orimligt stor kapacitans vid andra kondensatorn (330uF/kanal), vilket ger en allt för lång tidskonstant.
Notera även en högre distorsion under 40Hz i Dist/freq-graferna när återkoppling används. Jag behöver gräva djupare i detta..
|
| pix |
Posted - 2026/01/06 : 15:33:05
Det första jag provade var förstärkarens känslighet. Dvs hur stark insignal som krävs för att få 2,81Vrms (1W) ut:
- Utan återkoppling i Triode-mode: 240mVpp
- Med återkoppling (8dB) i Triode-mode: 740mVpp
- Utan återkoppling i UL-mode: 140mVpp
- Med återkoppling (8dB) i UL-mode: 500mVpp
Lägst känslighet har (föga förvånande) Triode-mode, med återkoppling (740mVpp).
5 ggr högre känslighet har UL-mode utan återkoppling (140Vpp).
Triode-mode vs. UL-mode (allt annat lika) ger en ökning av känslighet på ca 70% (nästan en fördubbling) (240Vpp vs. 140Vpp).
Det senare gav idéer kring förstärkarens effektuttag.
Då jag tidigare konstaterat att förstärkaren i Triode-mode (både med- och utan återkoppling) klipper vid 8W effektuttag (då det är utgångsrörens bias (-25V) som bottnar), så skulle en ökad känslighet på utgångssteget öka denna nivå.
Sagt och gjort. Förstärkaren i UL-mode klipper vid ca 16W (både med och utan återkoppling). |
| pix |
Posted - 2026/01/06 : 12:19:59
Nästa steg i transformationen är att jämföra förstärkaren i Triod- vs. Ultra Linjär- mode.
Den tidigare återkopplingsswitchen flyttades till förstärkarens bakkant.
I det tidigare hållet för återkopplingsswitchen så monterades en 4-polig, 2-vägsswitch.
Ett lite knepigt ställe kan tyckas. Men att slå om från Triod- till UL-mode görs helst med förstärkaren frånkopplad. Att denna sitter lite dolt till gör att man inte kommer åt den av misstag.
Här är bägge switcharna inkopplade.
Triod- UL-swichen i mitten (röd) och återkopplingsswitchen sitter mellan högtalarterminalerna i förstärkarens bakkant (längst upp i bilden).
En första mätning visar hur effekt och känslighet påverkas av återkoppling respektive Triod- vs. UL-mode. Med dessa två switchar kan jag ställa förstärkaren i fyra olika lägen:
- Utan återkoppling i Triode-mode
- Med återkoppling (8dB) i Triode-mode
- Utan återkoppling i UL-mode
- Med återkoppling (8dB) i UL-mode
Jag tänkte att jag skulle mäta upp dessa fyra lägen för en jämförelse. |
| pix |
Posted - 2026/01/05 : 10:37:02
Jag roade mig med att mäta förstärkarens utgångsimpedans med- respektive utan återkoppling.
Proceduren för detta är ganska enkel och den fungerar väl med rörförstärkare. Men för transistorförstärkare så finns risker med att lasta ner utgångssteget för hårt. Då finns andra metoder som funkar bättre.
En konstlast (Rl) [ i mitt fall 8,3 Ohm] kopplas till den positiva (hot) högtalarterminalen. Denna ansluts sedan via en strömbrytare (SW1) till den negativa (cold) terminalen. En multimeter mäter ac-spänning (U) mellan dessa.
Med SW1 öppen.
En signalgenerator matar förstärkaren med en sinuston på 1KHz. Nivån justeras så multimetern visar 2Vrms.
Med SW1 sluten
Multimetern läses av (U) och dess värde noteras.
Utgångsimpedansen beräknas som:
Zut=((2/U) -1) x Rl
I mitt fall så var konstlasten (Rl) 8,3 Ohm och jag läste av följande värden på multimetern:
Utan återkoppling: 1,382Vrms
Med återkoppling: 1,751Vrms
Följande värden för utgångsimpedansen beräknas:
Utan återkoppling: 3,71 Ohm
Med återkoppling: 1,18 Ohm
Dessa värden omräknade till dämpfaktorer (Nominell högtalar-impedans/utgångs-impedans).
Utan återkoppling: 2,16
Med återkoppling: 6,78
|
| Imperial |
Posted - 2026/01/04 : 21:13:21
Oj!
Den kurvan va inte så vacker |
| pix |
Posted - 2026/01/04 : 14:37:42
Jupp. Analogin med digital- vs. analogt ljud är ju inte helt fel
Digitalt må vara perfekt, men analogt är lättare att ta till sig.
Fyrkantpulsmätning är annars väldigt givande. En kompression av många parametrar.
Här ett exempel på vad man kan utläsa från en sådan
 |
|
|
All Forums
Pix - Projekt Pukor & Trumpeter. Dagboken
